电子产品设备开关电源用于更加普遍！基本的FLY变换器原理图如下右图，在必须对输入输出展开电气隔绝的较低功率75W～的开关电源应用于场合，反激变换器（FLYConverter）是最常用的一种流形结构。非常简单、可信、低成本、更容易构建是反激变换器引人注目的优点；接下来我将电源的关键部分的波形展开分析！开关电源-FLY原理方案设计如下：开关电源系统主要器件为：电源MOS管，电源变压器，输入整流二极管；同时这三个器件也是EMI的产生的侵扰源头；开关电源-FLY其变压器的架构都会设计有气隙的磁芯变压器，当主开关器件MOSFET导通时，能量以磁通形式存储在变压器中，并在MOSFET变频器时传输至输入。由于变压器必须在MOSFET导通期间存储能量，磁芯都要有气隙（大部分能量在气隙中）,基于这种类似的功率切换过程，所以FLY反激式变换器可以设计切换传输的功率有一定的容许，但很限于低成本中低功率应用于的电子产品设备的供电系统的应用于！再行来看一下FLY-反激变换器的工作机理如下图：FLY反激变换器在长时间工作情况下，当MOSFET变频器时，初级电流(Id)在短时间内为MOSFET的Coss（即Cgd+Cds)电池,当Coss两端的电压Vds多达输出电压及光线的输入电压之和(Vin+nVo)时，次级二极管导通，初级电感Lp两端的电压被箝位至nVout。

因此初级总漏感觉Lk（即Lkp+n2×Lks)和Coss之间再次发生谐振，产生高频尖峰高压，如MOS管上的过高的电压有可能造成产品的可靠性问题。参照上图：FLY-反激式变换器可以工作在倒数导通模式(CCM)和不倒数导通模式(DCM)模式下；当工作在CCM模式时，次级二极管维持导通以后MOSFET栅极导通，而MOSFET导通时，次级二极管的反向恢复电流被加到至初级电流，因此在导通瞬间初级电流上经常出现较小的电流尖峰；当工作在DCM模式时，由于次级电流在一个电源周期完结前电流为零，可以构建零电流的电源模式；这个DCM模式下对EMI是不利的；因此我一般是建议电子产品设备用于FLY开关电源系统时要设计工作在DCM模式下；但此时不会经常出现Lp和MOSFET的Coss之间再次发生谐振！以下展开Data分析；如上图右图的包括宿主元件的FLY变换器结构图，其中Cgs、Cgd和Cds分别为电源管MOSFET的栅源近于、栅漏极和漏源极的谓之骑侍郎电容，Lp、Lkp、Lks和Cp分别为变压器的初级电感、初级电感的漏感、次级电感的漏感和原边线圈的杂散电容，Cj为输入二极管的结电容。留意：电源MOS-S脚到C1的红色走线与CossLkp与Coss的谐振不会导致我们30MHZ-50MHZ的频域EMI电磁辐射问题！在电源管通车瞬间，由于电容两端电压无法变异，杂散电容Cp两端电压开始是上负下于是以，产生静电电流，随着电源管渐渐通车，电源C1电压Vin对杂散电容Cp电池，其两端电压为上于是以下负，构成流经电源管和Vin的电流尖峰；同时Cds电容对电源管静电，也构成电流尖峰，但是此尖峰电流不流经Vin,只在电源管内部构成电路；另外，如果变换器工作在CCM模式时，由于初级电感Lp两端电压增大，输入二极管D开始忍受反偏电压变频器，引发反向恢复电流，该电流经变压器耦合到原边外侧，也不会构成流经电源管和Vin的电流尖峰。在电源管通车阶段，输入二极管D累计，电容Cp两端电压为Vin，通过初级电感Lp的电流指数下降，近似于线性下降。

在电源管变频器瞬间，初级电流id为Coss电池,当Coss两端的电压多达Vin与nVo（输入二极管D通车时变压器副边线圈电压光线返原边线圈的电压）之和时，输入二极管D在初级电感Lp续流产生的电压起到下于是以稍通车，Lk和Coss再次发生谐振，产生高频波动电压和电流。在电源管变频器阶段，输入二极管D正偏导通，把之前存储在Lp中的能量获释到阻抗末端，此时副边线圈电压被箝位相等输入电压Vo，经匝之比n的变压器耦合返原边，使电容Cp电压被电池至nVo（极性下于是以上负），初级电感Lp两端的电压被箝位至nVo。当Lp续流静电完结后，输入二极管D反偏累计，Lp和Coss、Cp再次发生谐振，造成Cp上的电压减少。FLY-MOS管的源极流入的电流（Is）与流向的电流(Id)波形展开对比分析。

A.示波器测试电源MOS的漏极（Id）的电流：CH1:IC-CS（取样电阻）CH2:VDSCH3:IC-DRV(驱动)CH4:Id(测试漏极D)B.示波器测试电源MOS的源极（Is）的电流：CH1:IC-DRV（驱动）CH2:VDSCH4:Is(测试源近于S)我们要理解FLY电源的特性就必须理解我测试图中的1,2,3处的电流特性对我们的可靠性及EMI设计都有协助；FLY反激电源测算Ids电流时前端都有一个尖峰（测试图中的1一处），这个尖峰究竟是什么原因引发的？怎么来避免或者提高？我们都告诉这个尖峰是电源MOS通车的时候经常出现的，根据FLY电路，Ids电流环为Vbus(C1)经变压器原边、然后经过电源MOS再行到Vbus（C1）构成电路。根据初级线圈电感特性，其电流无法变异，MOS通车时呈圆形线性下降，但由于原边线圈匝间不存在的分布电容（如下图中CP），在打开瞬间，使Vbus(C1)经分布电容CP到MOS有一高频通路，所以构成一个时间很短的尖峰。

我们告诉此尖峰电流是变压器的初级电感的产于参数引发，因此可以从变压器的初级绕组来展开分析，转变这个电容CP的大小就可以转变这个尖峰电流；最必要的是增大间隙来增加耦合，如果绕组只有单层也可以增加耦合；但对于较低功率的应用于是不了构建的；实质上我们方法就是使用经典的三明治绕法。当然如果对FLY电源的成本没太高的拒绝：比如变压器尽可能搭配Ae值大的（减小变压器的搭配型号），使设计时绕组圈数变低增加层数，从而使层间电容变大。

也可增加线与线之间的接触面，超过增加分布电容的目的。留意：三明治绕法是把原边绕组分离回应尖峰就有提高，还能增加漏感。

当然，无论怎样都无法完全避免分布电容的不存在，所以这个尖峰是无法几乎避免的。并且这个尖峰低产生的波动，对EMI有利，实际工作影响推倒并不大。

但如果太高可能会引发芯片过流检测的误启动时。因此所以的FLY-开关电源IC内部都会特一个200nS-500nS的前沿消隐时间来避免误将启动时，就是我们少见的开关电源IC的LEB功能。在电源MOS变频器时，Is电流波形上有个凸起（如下图3的方位）理论依据是什么？怎么提高？从上图可以看见；Is是不相等Id的，Is=Id+Igs（Igs在变频器时是负电流，Cgs的静电(变频器)电流如下图）。

因此可以看见Id比Is大，是由于IS变换了一个偏移电流，所以经常出现Is上升拐点。似乎要提高这个电流凸起必须从有所不同的电源MOS管型号及驱动变频器电流来展开对比分析。

有所不同的电源MOS及驱动的变频器电阻就不会有有所不同的凹点，这也和EMI的设计有关系!我们用示波器测试电源MOS管Id的电流波形（如图2一处），电源MOS管变频器时Id的电流为何不会经常出现负电流？如下图留意MOS变频器时：漏感能量流入给Coss充到高点（FLY漏感的能量无法传送到次级，此时漏感不会与电源MOS的结电容构成谐振），即Vds抵达光线尖峰的顶点上。到最高点后Lk振幅旋转，Coss偏移静电，这时电流流入，也就是Id负电流部份的产生（如果在电源MOS的DS间我们有并联的C4时：优化EMI-此Id的负电流不会减小）。此负电流不会减少电源MOS的痉挛！因此在电源和EMI的优化和可靠性的设计上，我们要超过一个平衡点！任何的设计要从实际的市场需求抵达；我们再行来分析一下RCD吸取电路；其计算结果如下：反激变换器在MOS变频器的瞬间，由变压器漏感LLK与MOS管的输入电容导致的谐振尖峰加于MOS管的漏极，如果不加以容许，MOS管的寿命将不会大打折扣。因此必须采取措施，把这个尖峰吸取掉。

因此反激的RCD吸取电路设计对FLY的EMI及MOS的形变都有较为大的影响。对于75w的FLY设计；为了确保其参数的最佳化设计：R=100K/2WC=2.2nF/630VD=FR207/FR107CH1:MOS-VDSCH4:UC(钳位电容电压)电源MOS管变频器时的实际波形图留意：RCD吸取电路的设计对系统的EMI也不会有相当大的提高！■RCD吸取电路(DS,CS,RS)将转变MOSFET变频器时的突波振幅与波动频率，进而转变了杂讯频谱。■电压Vds波形转变了共模杂讯，电流ID波形转变了差模杂讯。

对于电路在EMI上的设计可参照我的文章：《FLY反激的RCD吸取电路设计分析》RCD的钳位电路设计理论依据：励磁电感觉能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量无法传送到副边,如果不采取措施,漏感将通过寄生电容获释能量,引发电路电压过冲和波动,影响电路工作性能,还不会引发EMI问题,相当严重时会焚毁器件,为诱导其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路。我们再行从理论计算出来上得出我的计算方法：Rclamp由下式要求：其中Vclamp一般比光线电压Vor高达50～100V，LLK为变压器初级漏感，以测算不尽相同（本设计例中电感为280uH,测算的仅次于溢感为20uH）：变压器的规格参数-可参照我的文章：《大于75W反激变换器的设计连载中-3（关键设计部分）》Cclamp由下式要求：其中Vripple一般所取Vclamp的5%～10%是较为合理的：展开理论的RCD钳位电容的电压波形Data分析RCD吸取电路：引进RCD钳位电路,目的是消耗漏感能量,但无法消耗主励磁电感觉能量,否则不会减少电路效率。

要做这点必需对RC参数展开优化设计,下面分析其工作原理：当MOS-D变频器时,漏感Lk释能,二极管Ds导通时,C上电压瞬间差使上去,然后D累计,C通过R静电。

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